FPC四层板厂家,FPC柔性板

软硬结合板的优缺点：
软硬结合板，就是柔性线路板与硬性线路板，经过压合等工序，按相关工艺要求组合在一起，形成的具有FPC特性与PCB特性的线路板。
因为软硬结合板是FPC与PCB的组合，软硬结合板的生产应同时具备FPC生产设备与PCB生产设备。
，由电子工程师根据需求画出软性结合板的线路与外形，然后，下发到可以生产软硬结合板的工厂，经过CAM工程师对相关文件进行处理、规划，然后安排FPC产线生产所需FPC、PCB产线生产PCB，这两款软板与硬板出来后，按照电子工程师的规划要求，将FPC与PCB经过压合机无缝压合，再经过一系列细节环节，终就制成了软硬结合板。

很重要的一个环节，应为软硬结合板难度大，细节问题多，在出货之前，一般都要进行全检，因其价值比较高，以免让供需双方造成相关利益损失。

优点：软硬结合板同时具备FPC的特性与PCB的特性，因此，它可以用于一些有特殊要求的产品之中，既有一定的挠性区域，也有一定的刚性区域，对节省产品内部空间，减少成品体积，提高产品性能有很大的帮助。

缺点：软硬结合板生产工序繁多，生产难度大，良品率较低，所投物料、人力较多，因此，其价格比较贵，生产周期比较长。

高速PCB设计指南之三
第三篇 高速PCB设计

（一）、电子系统设计所面临的挑战

　　随着系统设计复杂性和集成度的大规模提高，电子系统设计师们正在从事100MHZ以上的电路设计，总线的工作频率也已经达到或者超过50MHZ，有的甚至超过100MHZ。目前约50% 的设计的时钟频率超过50MHz，将近20% 的设计主频超过120MHz。
　　当系统工作在50MHz时，将产生传输线效应和信号的完整性问题；而当系统时钟达到120MHz时，除非使用高速电路设计知识，否则基于传统方法设计的PCB将无法工作。因此，高速电路设计技术已经成为电子系统设计师采取的设计手段。只有通过使用高速电路设计师的设计技术，才能实现设计过程的可控性。


（二）、什么是高速电路

　　通常认为如果数字逻辑电路的频率达到或者超过45MHZ~50MHZ，而且工作在这个频率之上的电路已经占到了整个电子系统一定的份量（比如说１／３），就称为高速电路。
　　实际上，信号边沿的谐波频率比信号本身的频率高，是信号快速变化的上升沿与下降沿（或称信号的跳变）引发了信号传输的非预期结果。因此，通常约定如果线传播延时大于1/2数字信号驱动端的上升时间，则认为此类信号是高速信号并产生传输线效应。
信号的传递发生在信号状态改变的瞬间，如上升或下降时间。信号从驱动端到接收端经过一段固定的时间，如果传输时间小于1/2的上升或下降时间，那么来自接收端的反射信号将在信号改变状态之前到达驱动端。反之，反射信号将在信号改变状态之后到达驱动端。如果反射信号很强，叠加的波形就有可能会改变逻辑状态。
（三）、高速信号的确定

　　上面我们定义了传输线效应发生的前提条件，但是如何得知线延时是否大于1/2驱动端的信号上升时间？一般地，信号上升时间的典型值可通过器件手册给出，而信号的传播时间在PCB设计中由实际布线长度决定。下图为信号上升时间和允许的布线长度(延时)的对应关系。　
PCB 板上每单位英寸的延时为 0.167ns.。但是，如果过孔多，器件管脚多，网线上设置的约束多，延时将增大。通常高速逻辑器件的信号上升时间大约为0.2ns。如果板上有GaAs芯片，则大布线长度为7.62mm。
设Tr为信号上升时间， Tpd 为信号线传播延时。如果Tr≥4Tpd，信号落在安全区域。如果2Tpd≥Tr≥4Tpd，信号落在不确定区域。如果Tr≤2Tpd，信号落在问题区域。对于落在不确定区域及问题区域的信号，应该使用高速布线方法。

（四）、什么是传输线

PCB板上的走线可等效为下图所示的串联和并联的电容、电阻和电感结构。串联电阻的典型值0.25-0.55 ohms/foot，因为绝缘层的缘故，并联电阻阻值通常很高。将寄生电阻、电容和电感加到实际的PCB连线中之后，连线上的终阻抗称为特征阻抗Zo。线径越宽，距电源/地越近，或隔离层的介电常数越高，特征阻抗就越小。如果传输线和接收端的阻抗不匹配，那么输出的电流信号和信号终的稳定状态将不同，这就引起信号在接收端产生反射，这个反射信号将传回信号发射端并再次反射回来。随着能量的减弱反射信号的幅度将减小，直到信号的电压和电流达到稳定。这种效应被称为振荡，信号的振荡在信号的上升沿和下降沿经常可以看到。



（五）、传输线效应

基于上述定义的传输线模型，归纳起来，传输线会对整个电路设计带来以下效应。
· 反射信号Reflected signals
· 延时和时序错误Delay & Timing errors
· 多次跨越逻辑电平门限错误False Switching
· 过冲与下冲Overshoot/Undershoot
· 串扰Induced Noise (or crosstalk)
· 电磁辐射EMI radiation

5.1 反射信号
　　如果一根走线没有被正确终结(终端匹配)，那么来自于驱动端的信号脉冲在接收端被反射，从而引发不预期效应，使信号轮廓失真。当失真变形非常显著时可导致多种错误，引起设计失败。同时，失真变形的信号对噪声的敏感性增加了，也会引起设计失败。如果上述情况没有被足够考虑，EMI将显著增加，这就不单单影响自身设计结果，还会造成整个系统的失败。
反射信号产生的主要原因：过长的走线；未被匹配终结的传输线，过量电容或电感以及阻抗失配。


5.2 延时和时序错误
　　信号延时和时序错误表现为：信号在逻辑电平的高与低门限之间变化时保持一段时间信号不跳变。过多的信号延时可能导致时序错误和器件功能的混乱。
　　通常在有多个接收端时会出现问题。电路设计师确定坏情况下的时间延时以确保设计的正确性。信号延时产生的原因：驱动过载，走线过长。

5.3 多次跨越逻辑电平门限错误
信号在跳变的过程中可能多次跨越逻辑电平门限从而导致这一类型的错误。多次跨越逻辑电平门限错误是信号振荡的一种特殊的形式，即信号的振荡发生在逻辑电平门限附近，多次跨越逻辑电平门限会导致逻辑功能紊乱。反射信号产生的原因：过长的走线，未被终结的传输线，过量电容或电感以及阻抗失配。

5.4 过冲与下冲
过冲与下冲来源于走线过长或者信号变化太快两方面的原因。虽然大多数元件接收端有输入保护二极管保护，但有时这些过冲电平会远远超过元件电源电压范围，损坏元器件。

5.5 串扰
　　串扰表现为在一根信号线上有信号通过时，在PCB板上与之相邻的信号线上就会感应出相关的信号，我们称之为串扰。
　　信号线距离地线越近，线间距越大，产生的串扰信号越小。异步信号和时钟信号更容易产生串扰。因此解串扰的方法是移开发生串扰的信号或屏蔽被严重干扰的信号。
5.6 电磁辐射
EMI(Electro-Magnetic Interference)即电磁干扰，产生的问题包含过量的电磁辐射及对电磁辐射的敏感性两方面。EMI表现为当数字系统加电运行时，会对周围环境辐射电磁波，从而干扰周围环境中电子设备的正常工作。它产生的主要原因是电路工作频率太高以及布局布线不合理。目前已有进行 EMI仿真的软件工具，但EMI仿真器都很昂贵，仿真参数和边界条件设置又很困难，这将直接影响仿真结果的准确性和实用性。通常的做法是将控制EMI的各项设计规则应用在设计的每一环节，实现在设计各环节上的规则驱动和控制。


（六）、避免传输线效应的方法
针对上述传输线问题所引入的影响，我们从以下几方面谈谈控制这些影响的方法。

6.1 严格控制关键网线的走线长度
　　如果设计中有高速跳变的边沿，就考虑到在PCB板上存在传输线效应的问题。现在普遍使用的很高时钟频率的快速集成电路芯片更是存在这样的问题。解决这个问题有一些基本原则：如果采用CMOS或TTL电路进行设计，工作频率小于10MHz，布线长度应不大于7英寸。工作频率在50MHz布线长度应不大于1.5英寸。如果工作频率达到或超过75MHz布线长度应在1英寸。对于GaAs芯片大的布线长度应为0.3英寸。如果超过这个标准，就存在传输线的问题。

6.2 合理规划走线的拓扑结构
　　解决传输线效应的另一个方法是选择正确的布线路径和终端拓扑结构。走线的拓扑结构是指一根网线的布线顺序及布线结构。当使用高速逻辑器件时，除非走线分支长度保持很短，否则边沿快速变化的信号将被信号主干走线上的分支走线所扭曲。通常情形下，PCB走线采用两种基本拓扑结构，即菊花链(Daisy Chain)布线和星形(Star)分布。
　　对于菊花链布线，布线从驱动端开始，依次到达各接收端。如果使用串联电阻来改变信号特性，串联电阻的位置应该紧靠驱动端。在控制走线的高次谐波干扰方面，菊花链走线效果好。但这种走线方式布通率低，不容易布通。实际设计中，我们是使菊花链布线中分支长度尽可能短，安全的长度值应该是：Stub Delay <= Trt *0.1.
　　例如，高速TTL电路中的分支端长度应小于1.5英寸。这种拓扑结构占用的布线空间较小并可用单一电阻匹配终结。但是这种走线结构使得在不同的信号接收端信号的接收是不同步的。
　　星形拓扑结构可以有效的避免时钟信号的不同步问题，但在密度很高的PCB板上手工完成布线十分困难。采用自动布线器是完成星型布线的好的方法。每条分支上都需要终端电阻。终端电阻的阻值应和连线的特征阻抗相匹配。这可通过手工计算，也可通过CAD工具计算出特征阻抗值和终端匹配电阻值。　

　　在上面的两个例子中使用了简单的终端电阻，实际中可选择使用更复杂的匹配终端。种选择是RC匹配终端。RC匹配终端可以减少功率消耗，但只能使用于信号工作比较稳定的情况。这种方式适合于对时钟线信号进行匹配处理。其缺点是RC匹配终端中的电容可能影响信号的形状和传播速度。
　　串联电阻匹配终端不会产生额外的功率消耗，但会减慢信号的传输。这种方式用于时间延迟影响不大的总线驱动电路。　　串联电阻匹配终端的优势还在于可以减少板上器件的使用数量和连线密度。
　　后一种方式为分离匹配终端，这种方式匹配元件需要放置在接收端附近。其优点是不会拉低信号，并且可以很好的避免噪声。典型的用于TTL输入信号(ACT,HCT, FAST)。
　　此外，对于终端匹配电阻的封装型式和安装型式也考虑。通常SMD表面贴装电阻比通孔元件具有较低的电感，所以SMD封装元件成为。如果选择普通直插电阻也有两种安装方式可选：垂直方式和水平方式。
　　垂直安装方式中电阻的一条安装管脚很短，可以减少电阻和电路板间的热阻，使电阻的热量更加容易散发到空气中。但较长的垂直安装会增加电阻的电感。水平安装方式因安装较低有更低的电感。但过热的电阻会出现漂移，在坏的情况下电阻成为开路，造成PCB走线终结匹配失效，成为潜在的失败因素。

6.3 抑止电磁干扰的方法
　　很好地解决信号完整性问题将改善PCB板的电磁兼容性(EMC)。其中非常重要的是PCB板有很好的接地。对复杂的设计采用一个信号层配一个地线层是十分有效的方法。此外，使电路板的外层信号的密度小也是减少电磁辐射的好方法，这种方法可采用"表面积层"技术"Build-up"设计制做PCB来实现。表面积层通过在普通工艺 PCB 上增加薄绝缘层和用于贯穿这些层的微孔的组合来实现，电阻和电容可埋在表层下，单位面积上的走线密度会增加近一倍，因而可降低 PCB的体积。PCB面积的缩小对走线的拓扑结构有的影响，这意味着缩小的电流回路，缩小的分支走线长度，而电磁辐射近似正比于电流回路的面积；同时小体积特征意味着高密度引脚封装器件可以被使用，这又使得连线长度下降，从而电流回路减小，提高电磁兼容特性。

6.4 其它可采用技术
　　为减小集成电路芯片电源上的电压瞬时过冲，应该为集成电路芯片添加去耦电容。这可以有效去除电源上的毛刺的影响并减少在印制板上的电源环路的辐射。
　　当去耦电容直接连接在集成电路的电源管腿上而不是连接在电源层上时，其平滑毛刺的效果好。这就是为什么有一些器件插座上带有去耦电容，而有的器件要求去耦电容距器件的距离要足够的小。
　　任何高速和高功耗的器件应尽量放置在一起以减少电源电压瞬时过冲。
　　如果没有电源层，那么长的电源连线会在信号和回路间形成环路，成为辐射源和易感应电路。
　　走线构成一个不穿过同一网线或其它走线的环路的情况称为开环。如果环路穿过同一网线其它走线则构成闭环。两种情况都会形成天线效应(线天线和环形天线)。天线对外产生EMI辐射，同时自身也是敏感电路。闭环是一个考虑的问题，因为它产生的辐射与闭环面积近似成正比。

结束语
　　　　高速电路设计是一个非常复杂的设计过程。本文所阐述的方法就是针对解决这些高速电路设计问题的。此外，在进行高速电路设计时有多个因素需要加以考虑，这些因素有时互相对立。如高速器件布局时位置靠近，虽可以减少延时，但可能产生串扰和显著的热效应。因此在设计中，需权衡各因素，做出全面的折衷考虑；既满足设计要求，又降低设计复杂度。高速PCB设计手段的采用构成了设计过程的可控性，只有可控的，才是可靠的，也才能是成功的！

超实用的高频PCB电路设计70问答之三

26、当一块 PCB 板中有多个数/模功能块时，常规做法是要将数/模地分开，原因何在？

将数/模地分开的原因是因为数字电路在高低电位切换时会在电源和地产生噪声，噪声的大小跟信号的速度及电流大小有关。如果地平面上不分割且由数字区域电路所产生的噪声较大而模拟区域的电路又非常接近，则即使数模信号不交叉，模拟的信号依然会被地噪声干扰。也就是说数模地不分割的方式只能在模拟电路区域距产生大噪声的数字电路区域较远时使用。

27、另一种作法是在确保数/模分开布局，且数/模信号走线相互不交叉的情况下，整个 PCB板地不做分割，数/模地都连到这个地平面上。道理何在？

数模信号走线不能交叉的要求是因为速度稍快的数字信号其返回电流路径(return current path)会尽量沿着走线的下方附近的地流回数字信号的源头，若数模信号走线交叉，则返回电流所产生的噪声便会出现在模拟电路区域内。

28、在高速 PCB 设计原理图设计时，如何考虑阻抗匹配问题？

在设计高速 PCB 电路时，阻抗匹配是设计的要素之一。而阻抗值跟走线方式有的关系，例如是走在表面层(microstrip)或内层(stripline/double stripline)，与参考层(电源层或地层)的距离，走线宽度，PCB材质等均会影响走线的特性阻抗值。也就是说要在布线后才能确定阻抗值。一般仿真软件会因线路模型或所使用的数学算法的**而无法考虑到一些阻抗不连续的布线情况，这时候在原理图上只能预留一些terminators(端接)，如串联电阻等，来缓和走线阻抗不连续的效应。真正根本解决问题的方法还是布线时尽量注意避免阻抗不连续的发生。

29、哪里能提供比较准确的 IBIS 模型库？

IBIS 模型的准确性直接影响到仿真的结果。基本上 IBIS 可看成是实际芯片 I/O buffer 等效电路的电气特性数据，一般可由 SPICE 模型转换而得 ，而 SPICE 的数据与芯片制造有的关系，所以同样一个器件不同芯片厂商提供，其 SPICE 的数据是不同的，进而转换后的 IBIS 模型内之数据也会随之而异。也就是说，如果用了 A 厂商的器件，只有他们有能力提供他们器件准确模型数据，因为没有其它人会比他们更清楚他们的器件是由何种工艺做出来的。如果厂商所提供的 IBIS 不准确，只能不断要求该厂商改进才是根本解决之道。

30、在高速 PCB 设计时，设计者应该从那些方面去考虑 EMC、EMI 的规则呢？

一般 EMI/EMC 设计时需要同时考虑辐射(radiated)与传导(conducted)两个方面. 前者归属于频率较高的部分(>30MHz)后者则是较低频的部分(<30MHz). 所以不能只注意高频而忽略低频的部分。一个好的EMI/EMC 设计一开始布局时就要考虑到器件的位置， PCB 叠层的安排, 重要联机的走法, 器件的选择等, 如果这些没有事前有较佳的安排, 事后解决则会事倍功半, 增加成本.。



例如时钟产生器的位置尽量不要靠近对外的连接器, 高速信号尽量走内层并注意特性阻抗匹配与参考层的连续以减少反射， 器件所推的信号之斜率(slew rate)尽量小以减低高频成分，选择去耦合(decoupling/bypass)电容时注意其频率响应是否符合需求以降低电源层噪声。另外, 注意高频信号电流之回流路径使其回路面积尽量小(也就是回路阻抗loop impedance 尽量小)以减少辐射。还可以用分割地层的方式以控制高频噪声的范围. 后, 适当的选择PCB 与外壳的接地点(chassis ground)。

31、如何选择 EDA 工具？

目前的 pcb 设计软件中，热分析都不是强项，所以并不建议选用，其它的功能 1.3.4 可以选择 PADS或 Cadence 性能价格比都不错。 PLD 的设计的初学者可以采用 PLD 芯片厂家提供的集成环境，在做到百万门以上的设计时可以选用单点工具。

32、请推荐一种适合于高速信号处理和传输的 EDA 软件。

常规的电路设计，INNOVEDA 的 PADS 就非常不错，且有配合用的仿真软件，而这类设计往往占据了 70%的应用场合。在做高速电路设计，模拟和数字混合电路，采用 Cadence 的解决方案应该属于性能价格比较好的软件，当然 Mentor 的性能还是非常不错的，特别是它的设计流程管理方面应该是为的。（大唐电信技术 王升）

33、对 PCB 板各层含义的解释

Topoverlay ----顶层器件名称， 也叫 top silkscreen 或者 top component legend, 比如 R1 C5,

IC10.bottomoverlay----同理 multilayer-----如果你设计一个 4 层板，你放置一个 free pad or via, 定义它作为multilay 那么它的 pad 就会自动出现在 4 个层 上，如果你只定义它是 top layer, 那么它的 pad 就会只出现在顶层上。



34、2G 以上高频 PCB 设计，走线,排版,应注意哪些方面？

2G 以上高频 PCB 属于射频电路设计，不在高速数字电路设计讨论范围内。而 射频电路的布局（layout)和布线（routing)应该和原理图一起考虑的，因为布局布线都会造成分布效应。而且，射频电路设计一些无源器件是通过参数化定义，特殊形状铜箔实现，因此要求 EDA 工具能够提供参数化器件，能够编辑特殊形状铜箔。Mentor 公司的 boardstation 中有的 RF 设计模块，能够满足这些要求。而且，一般射频设计要求有射频电路分析工具，业界的是 agilent 的 eesoft，和 Mentor 的工具有很好的接口。

35、2G 以上高频 PCB 设计，微带的设计应遵循哪些规则?

射频微带线设计，需要用三维场分析工具提取传输线参数。所有的规则应该在这个场提取工具中规定。